먼저 알아둘 용어
정전류 싱크: 부하에서 접지 쪽으로 흐르는 전류를 정한 값에 맞추는 회로입니다. 감지 저항의 전압을 읽고 구동 소자를 조절합니다.
PWM과 듀티비: PWM은 펄스 폭 변조(Pulse-Width Modulation)입니다. 듀티비는 한 주기 중 켜진 시간의 비율로, 켜진 구간의 전류값과는 따로 정해지는 조건입니다.
과도 응답: 회로가 켜지거나 꺼지는 등 상태가 바뀐 직후에 나타나는 일시적인 변화입니다. 안정된 뒤의 값만 읽으면 짧은 피크나 진동을 놓칠 수 있습니다.
보상: 피드백 회로가 불안정하게 진동하지 않도록 응답을 조절하는 것입니다. 피크 하나가 줄었다는 이유만으로 모든 부하 조건에서 안정해졌다고 판단하지 않습니다.
목표 전류와 켜진 시간의 비율은 다릅니다
정전류 싱크는 부하에서 접지 쪽으로 흐르는 전류를 조절하는 회로입니다. OP AMP가 MOSFET 게이트 전압을 바꾸어 소스 쪽 감지 저항의 전압을 기준 전압에 맞춥니다. 음의 피드백이 정상적으로 작동하면 ON 구간의 목표 전류는 대략 I_ON ≈ VREF / RSENSE입니다. ADI의 능동 전류 싱크 설명에서 이 기본 구조를 확인할 수 있습니다.
계산 예시: 1 V / 10 Ω = 0.1 A
D_ON = t_ON / T
이상적인 사각 전류일 때 I_AVG ≈ D_ON × I_ON
0.1 A는 계산 목표이지 실측값이 아닙니다. 부하와 MOSFET에 필요한 전압 여유가 있고 OP AMP의 입력·출력 범위를 벗어나지 않아야 합니다. 펄스가 너무 짧아 목표 전류에 도달하지 못하거나 전환 중 전류가 튀면 단순한 듀티 곱셈으로 평균을 구할 수 없습니다. 실제 평균은 한 주기의 I(t)를 적분한 값을 주기 T로 나눈 값입니다.
아래에서 다루는 예시는 PWM HIGH일 때 OFF, LOW일 때 ON입니다. 따라서 D_ON은 LOW 구간의 비율입니다. PWM 발생기가 표시하는 HIGH 듀티를 그대로 곱하면 반대 결과가 됩니다. 이는 이 제어 방식의 극성이며 모든 LED 드라이버에 적용되는 규칙은 아닙니다.
끄는 순간에 전류가 먼저 튈 수도 있습니다
예시 회로에서는 PWM이 HIGH가 되면 다이오드가 OP AMP의 반전 입력 전압을 올립니다. OP AMP 출력과 MOSFET 게이트는 내려가야 하고, 부하 전류는 꺼져야 합니다. 그런데 OP AMP 출력과 반전 입력 사이에 보상 커패시터 C1이 연결되어 있으면, 빠른 입력 변화가 그 경로를 통해 출력에도 영향을 줄 수 있습니다.
원문은 OFF 전환 직후 전류가 잠깐 증가하는 파형을 제시하고 C1을 원인으로 지목합니다. 다만 그림만으로 C1이 유일한 원인이라고 입증되지는 않습니다. 커패시터를 통한 결합은 검토할 가설이며, 실제 응답은 OP AMP의 출력 구동력·포화 복귀, MOSFET의 게이트 전하, PWM 전환 속도와 배선에도 달려 있습니다. 그림의 피크 크기와 지속시간은 여기서 수치로 인용하지 않습니다.
1 kHz라는 반복 주파수만 같아도 전압이 바뀌는 데 걸리는 시간은 서로 다를 수 있습니다. ON과 OFF 양쪽 전환을 확대해서 보고, 변화가 PWM 입력에서 시작되는지, 게이트에 나타나는지, 감지 전압에만 보이는지를 구분합니다.
세 신호를 같은 시간축에 놓습니다
| 신호 | 확인할 내용 | 혼동하지 않을 것 |
|---|---|---|
| PWM 입력 | ON/OFF 극성, 전환 시각, 상승·하강 시간 | 반복 주파수와 전환 속도는 다릅니다. |
| 게이트-소스 전압 VGS | 끄라는 입력 뒤 게이트 구동이 어떻게 바뀌는지 | 접지 기준 게이트 전압을 VGS로 읽지 않습니다. |
| 감지 저항 양단 전압 | ON 구간 오차와 두 전환의 피크·링잉·정착시간 | 빠른 전환에서 전압 피크가 곧 부하 전류 피크는 아닙니다. |
감지 저항의 기생 인덕턴스를 단순 직렬 모델로 보면 VSENSE ≈ I × R + L × dI/dt입니다. 저항 성분이 지배적일 때에만 VSENSE / R를 전류로 바로 읽을 수 있습니다. ADI의 감지 저항·게이트 구동 해설도 빠른 전환에서 감지 전압과 실제 전류가 달라지는 문제를 다룹니다.
전류가 흐르는 배선과 전압을 읽는 배선을 분리하는 켈빈 감지를 적용하고, 프로브 대역폭·접속 위치·기준점을 기록합니다. MOSFET 소스 전류에는 게이트 충전에 따른 성분도 섞일 수 있어 아주 짧은 순간에는 부하의 드레인 전류와 구분해야 합니다. 필요하면 대역폭과 지연을 확인한 전류 프로브 등 독립된 측정과 대조합니다.
접지형 오실로스코프의 채널 접지는 서로 연결되어 있을 수 있습니다. VGS를 재려고 접지 클립을 임의의 소스 노드에 옮겨 회로를 단락시키면 안 됩니다. 회로 기준점과 장비 정격에 맞는 차동 측정 방법을 사용하고, 프로브 연결 때문에 생긴 링잉을 실제 회로의 응답으로 단정하지 않습니다.
피크가 작아졌다는 이유만으로 부품값을 확정하지 않습니다
C1을 줄이거나 제거하는 것은 비교할 후보일 뿐, 검증된 일반 해법이 아닙니다. TI의 용량성 부하 보상 비교는 보상망에 따라 DC 오차, 오버슈트와 정착시간이 함께 바뀌는 예시를 보여 줍니다. 이 자료는 다른 회로를 다루므로 해당 C1의 적정값이나 제거 효과를 보장하지 않습니다.
- 먼저 현재 부품값과 전원·부하·온도, PWM 진폭·극성·주파수·전환 시간을 기록합니다.
- 한 번에 한 조건만 바꾸고 ON 구간 오차, ON/OFF 피크, 링잉, 정착시간을 같은 측정 연결로 비교합니다.
- 사용할 전원·부하·온도 범위와 최소 ON/OFF 시간에서도 다시 확인합니다. 한 파형만으로 전체 조건의 안정 여유를 보장할 수 없습니다.
MOSFET은 단순히 최대 전류 정격만 비교하지 않습니다. 실제 VDS와 ID의 조합, 펄스폭·반복률·온도를 데이터시트의 안전 동작 영역(SOA) 및 열 조건과 대조합니다. 원문에 등장하는 특정 소형 MOSFET을 이 글에서 100 mA LED 구동용으로 추천하지는 않습니다. 전류 파형이 개선되어도 부품의 허용 범위를 넘으면 사용할 수 없습니다. ADI의 SOA·과도 열 임피던스 설명
출처와 검증 범위
글의 출발점은 Amy Jiang의 정전류 PWM 과도 응답 게시물입니다. LinkedIn 자료 검토 담당자가 확인한 본문과 그림 두 장의 검토 기록을 바탕으로, 위 ADI·TI 문서와 대조해 설명을 정리했습니다. 이 글의 편집 단계에서 원본 이미지 자체를 다시 판독한 것은 아닙니다.
원저자 그림은 사용하지 않았습니다. C1 변경 전후의 실측·시뮬레이션이나 특정 부품의 적합성 시험을 수행한 글도 아닙니다. 기본 피드백 구조, 가능한 전환 경로, 확인해야 할 측정 조건을 구분한 가이드입니다.
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